高清下变换器张悠雨人体

女人资料网发表于：2019-07-09 07:52:53

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在图中定义三相的开关函数为 ,且 ,三相输出可分别表示为ua=sa*E、ub=sb*E、uc=sc*E 以变换器直流侧最低电位为参考零点o,则每一相输出的电平序数可以表示为0,1,……(n-1).则在α—β直角坐标系下,多电平变换器三相输出用前述传统的
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无论采用哪一种方法,在任何工作状态下都必须保证光耦的集电极电压达到8V,这样才能确保DPA-Switch的偏置电压达到12V的下限. 上面给出的三种方法中,第一种方法最简单,只需要在光耦的集电极和直流输入端之间串接一只齐纳二极管.增加齐纳二极管一方面是
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图6有源箝位正激变换器图7移相控制全桥变换器图8互补控制半桥变换器开关频率fs100kHz(PWM类变换器);300kHz(fsmin)(谐振类变换器) 1)第1类有源箝位正激变换器,如图6所示. CCM工作模式下,正激变换器的输
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3. 3. 1 反激变换器脉冲负载分析图9 是典型的反激变换器结构.相对于升压变换器, 反激变换器增加了一个变压器 , 实现了输入输出的隔离. 通过对变压器进行伏秒平衡分析, 得到电流连续模式下反激变换器的传输关
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2 延迟线ADC 标准CMOS工艺下一个逻辑门延迟td与电源电压VDD叻有这样一个关系其中,K是一个与器件和工艺有关的常数,Vth是MOS器件的阈值电压.当VDD大于Vth时,td可看作与VDD成反比. 一种常用的数字控制器如图1所示.主电路
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3.3 有源钳位和软开关技术的应用与普通DC/DC变换器相比,单级式PFC变换器具有电压应力大、损耗大的缺点.因此,人们又将有源钳位和软开关等技术应用到单级式PFC变换器当中,使主、辅开关在软开关条件下开关,减少损耗,或降低电路的电压应力, 图3
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这种分隔式方案可以很好地运作,然而,对于试图使接收机解决方案尺寸最小化的设计厂商而言,具有更高集成度的解决方案会有所助益.举例来说,高性能标准器件将模数转换功能与针对多通道的数字下变频功能结合到单芯片中(见图3),这些器件可省去介于ADC与FPGA之间的高
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3 理想电压下的仿真波形系统仿真参数如下: 交流电网输入电压额定幅值VR= 100 V,频率f = 50 Hz; 负载额定电压幅值VL=100 V,负载额定容量500 VA,cosθ = 0. 8; 三相组合式串联变压器额定容量500 VA,匝比N1
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但是需要对标准配置的降压型转换器进行改进,以维持两个转换器之间的负载共享(分担)和稳定性,减小输入/输出电压的纹波. 图1 中给出了一个输入电压为8~40V、最大负载电流4A下输出电压为5V的DC-DC转换器.它使用两个并联的LT343060V 3A(峰

该电压下正上负的时候驱动续流管s3,由于这两个驱动电压采的是同一个电压,因此这两个驱动不会存在交叠,不需要进行处理.但是对于外驱型同步整流的方法,整流管和续流管的驱动之间必须加入死区,使两个驱动不出现交叠的部分,进而防止变换器副边出现直通.本文采用的外
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芯片在正常工作模式下采用1.2MHz的固定运行频率,允许使用小型低ESR电容器.为了提高轻载下变换器效率,在轻载条件下进入跳周期模式.由于整个系统采用峰值电流模式控制,为了保持峰值电流模式控制的稳定性,设计有斜坡补偿电路.为了进一步提高变换效率,采用同步整
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(1)四个磁芯材料及型号相同; (2)对角磁芯材料或型号不相同. 2.1 阵列式集成磁件直流磁通的分布在以下四个工作模态下,磁件直流磁通分布如图3所示. <IMG>2.1.1 四个磁芯材料及型号相同四个磁芯完全相同.
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过载失效模式图7给出了不同负载下LLC谐振变换器的直流增益特性曲线.根据不同的工作频率和负载可以分为三个区域. 谐振频率fr1的右侧(蓝框)表示ZVS区域,空载时小第二谐振频率fr2的左侧(红框)表示ZCS区域,fr1和fr2 之间的可能是ZVS
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二、LLC谐振变换器的失效模式启动失效模式轻载情况下依然保持与谐振电感Lr串联.因此,谐振频率由负载情况决定.Lr 和Cr决定谐振频率fr1,Cr和两个电感Lr 、Lm决定第二谐振频率fr2,随着负载的增加,谐振频率随之增加.谐振频率在由变压
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电压模式为单反馈环控制系统,环路增益是输出电容ESR的函数,因此反馈补偿设计比较复杂,需要更多额外的器件仔细设计补偿环路,来优化负载瞬态响应.另外,需要电解电容或钽电容稳定控制回路以维持良好的高频响应;在相同均方根工作电流的需求下,相同电容值的电解电容或钽
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自驱动方案是最简单、直接的SR驱动方案(图3),适合于那些在任何时间段内变压器电压都不为零的拓扑结构.两个SR FET可替代输出整流二极管,次级绕组产生的电压驱动SR的栅极.在大多数情况下,利用不同的变压器线圈匝数比(NP∶ NS1∶NS2)和正确选择SR
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为了优化驱动波形,可以采用分离的辅助绕组来分别驱动两个同步整流管,比起传统的副边绕组直接驱动的同步整流变换器来说,这种驱动方式无工作电流通过驱动绕组,因此不需要建立输出电流的时间,MOSFET能够迅速开通,开通时的死区时间即体二极管导通的时间减少了一半.另
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图6(c)为采用Buck—Boost变换器的LED驱动电路.与Buek电路相似,该电路S的源极可以直接接地,从而方便了S的驱动.Boost和 Buck-Boosl变换器虽然比Buck变换器多一个电容,但是,它们都可以提升输出电压的绝对值,因此,在输入电压低
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也就是创造了S1软开关的条件.从图6(b)、(c)可以看到两个开关S1和S2都实现了ZVS.但是从S1及S1漏源电压的下降斜率来看S1比S2的ZVS条什要差,这就是强管和弱管的差异.
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图2图1所示变换器的关键波形导致了能量的回馈,效率下降.为解决这种问题,使用了一种倍流型同步整流电路,它带有分离电感或耦合电感两种方案.这种整流电路在较大输入电压范围和低输出电压、大输出电流的情况下获得了85%的效率. 2带中心抽头同步整流ZVS
网友：冯熟辽:能让范围内所有护卫实力都大减。
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网友：熊黉:这下麻烦了。
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